反激是最的隔离式电源拓扑结构，因为它可以用一个低边开关晶体管和有限的外部元件数提供多个隔离输出。不过，反激式电源也存在一些特殊性，如果设计人员没有充分理解并对其进行分析，就可能限制它的整体表现。

针对这种拓扑结构的系列文章将以非常简单的数学方法揭去所有反激式电源设计的神秘面纱，指导设计人员完成一个良好优化的设计。

反激式转换器

根据应用的不同，直流-直流应用(DC/DC应用)可能需要多个输出，而且需要输出隔离。此外，输入与输出的隔离可能需要符合安全标准或提供阻抗匹配。

隔离式电源不仅可以防止用户接触到潜在的致命电压和电流，而且具有性能优势。利用中断接地回路，隔离式电源可以保持仪器，并可以在不牺牲总线益处的条件下很容易通过负电源总线提供正稳压电压。

对设计人员来说，反激式拓扑结构历来是输出功率100W以下的电源隔离式转换器的。这种拓扑结构只需要一个磁性元件和一个输出整流管，因而具有简单和低成本的优势，同时它也可以轻松实现多路输出。

而反激式拓扑结构的缺点是：它需要一个高容值的输出电容，功率开关管和输出二极管的电流应力较高，气隙区涡流损耗较高，变压器铁芯较大以及可能存在的EMI问题。

反激式转换器源于降压-升压拓扑结构，其主要缺点是：只有在开关MOSFET导通时间内，该转换器才从源极收集能量。在后来的关断期间，来自侧绕组的这种能量从电感传递到输出端。这是反激式和降压-升压拓扑结构的独特特点。（图1）

侧电流和二次侧电流同时流过时，反激式变压器并不像传统变压器那样正常工作，实际上只有一小部分能量（磁化能量）被存储在变压器中。

反激式变压器更像是同一铁芯上的多个电感器，而非一个典型的变压器。理想的情况是，变压器并不存储能量，所有的能量都在瞬间从侧转移到二次侧。

反激式变压器可用作储能装置，能量存储在铁芯的气隙或坡莫合金粉芯的分布式气隙当中。

电感变压器的设计应尽量减少漏感、交流绕组损耗和磁芯损耗。

漏感是侧电感的一部分，未与二次侧电感相互耦合。保持尽可能低的漏感十分重要，因为它会降低变压器的效率，还会导致开关器件的漏极出现尖峰。漏感可被看作为存储在变压器中的部分能量，它不会转移到二次侧和负载。这种能量需要通过一个外部缓冲器在侧耗散掉。

缓冲器的配置将在后面予以讨论。

当MOSFET开启且电压施加在侧绕组时，侧电流线性上升。输入电流的变化是由输入电压、变压器侧电感和导通时间决定的。在这段时间内，能量被存储在变压器铁芯中，输出二极管D1被反向偏置，能量不会转移到输出负载。

当MOSFET关闭时，磁场开始下降，颠倒了侧和二次侧绕组之间的极性。D1被正向偏置，能量转移到负载。

断续传导模式与连续传导模式：

反激式转换器像任何其他的拓扑结构一样有两种不同的工作模式——断续模式和连续模式。

当输出电流的增加超过一定值时，，断续模式设计的电路将转为连续模式。

在断续模式下，导通时间内存储在侧的所有能量都会于下一周期开始之前完全转移到二次侧和负载；而且，在二次电流达到零值和下一个周期开始间的瞬间还会有死区时间。

在连续模式下，当下一个周期开始时，仍会有一些能量留在二次侧。

反激式转换器可以在两种模式下运行，但它具有不同的特征。

断续模式一方面具有较高的峰值电流，因此在关断时有较高的输出电压尖峰。另一方面，它具有更快的负载瞬态响应，侧电感较低，因此变压器尺寸可以较小。二极管的反向恢复时间并不重要，因为在反向电压施加之前正向电流为零。在断续模式下，晶体管的开启随零集电极电流出现，降低了传导EMI的噪声。

连续模式具有较低的峰值电流，并因此降低了输出电压尖峰。不幸的是，由于它的右半平面（RHP）零点迫使转换器的总带宽降低，所以其控制回路比较复杂。

由于连续传导模式对大多数应用而言是更加的选择，因此以上仅对该模式进行了更多的细节分析。

确定反激式变压器：绕组匝数比及其电感

设计人员不得不处理的个难题就是确定反激式变压器。通常他们可以从反激式电源变压器标准目录中进行选择，而无需更昂贵的定制变压器。许多供应商都可以针对不同应用和功率大小提供完整系列的变压器，但重要的是要了解如何选择最合适的变压器。

除了二次侧绕组的功率大小和匝数，变压器还可根据侧/二次侧绕组匝数比，以及侧或二次侧电感来分类。

如果忽略开关MOSFET和输出整流二极管两端压降的影响，在稳态运行条件下，导通时间（ ）的伏*秒应该等于关断期间（ ）伏*秒：

式中是输入电压

? 是输出电压

? 是反激式变压器的侧匝数/二次侧匝数匝比

那么，占空比的数匝比和输入输出电压之间的直接关系是：

其中D为占空比： /开关周期。

在许多情况下，选定的占空比为50％，但是在宽输入电压范围的应用中，重要的是要了解如何优化以下关系：占空比、变压器匝比、峰值电流和额定电压。

反激式拓扑结构的主要优点之一是可以在占空比大于50％的条件下工作。占空比的增加降低了变压器侧的峰值电流，从而达到侧铜变压器更高利用系数的效果，并降低输入源的纹波。同时，占空比的增加可增加主开关MOSFET漏源极之间的应力电压，并增加二次侧的峰值电流。

在开始转换器设计之前，重要的是要了解占空比、变压器侧/二次侧匝数比（Np/Ns）、侧MOSFET的电压应力、侧和二次侧电流之间的关系。

公式（2）给出了输出电压Vo和输入电压Vi（因为其简单性没有考虑Q1和二次侧整流管Q2两端的压降）之间的主要关系。为了确保在整个输入电压范围Vo的稳压，占空比可以任意选定一个<1的理论值。

然后可以计算Np/Ns：

利用系数（Ui）是用输出功率除以二次侧开关MOSFET和整流二极管的总应力之和得出的。

图中的两条曲线显示了只考虑开关MOSFET应力（蓝色虚线）计算出来的利用系数，以及考虑了二次侧开关MOSFET和整流二极管（红色虚线）的利用系数。

要优化额定输入电压的电源效率，侧/二次侧变压器匝比应利用占空比来计算，以使利用系数化，其典型值在30-40％之间。

（图2：典型反激式转换器的利用系数与占空比的关系，化利用系数的占空比为30-40％）

上面的曲线考虑的是有源元件上的理论应力电压。在实践中，更重要的是评估MOSFET应力电压和变压器数匝比是怎样随其选择的占空比而变化的，并选择一个可以在开关MOSFET的一定击穿电压内给出“圆形（round）”匝数比值的值。

确定侧电感：

选择侧和二次侧电感有几个标准。

，选择可以确保从满载到某些负载均在连续模式运行的侧电感。

第二，通过确定二次侧纹波电流来计算侧和二次侧电感。

第三，计算侧电感，以保持尽可能高的右半平面零点（RHP），从而限度地提高闭环穿越频率。

在实践中，个标准只用于特殊情况，而选择的磁化电感可作为变压器尺寸、峰值电流和RHP零点之间很好的折衷。

为了通过确定二次侧纹波电流来计算侧和二次侧电感，可以用下式计算出二次侧电感（ ）和侧电感（ ）：

如前所述，侧电感和占空比会影响右半平面零点（RHP）。RHP增加了闭环控制特性的相位滞后，迫使穿越频率不超过RHP频率的1/4。

RHP是占空比、负载和电感的函数，可以引发和增加环路增益，同时降低环路相位裕度。通常的做法是确定最差情况的RHPZ频率，并设置环路单位增益频率低于RHPZ的三分之一。

在反激式拓扑结构中，计算RHPZ的公式是：

可以选择侧电感来削弱这种不良效果。

图3的曲线显示了侧电感对侧和二次侧电流和RHP零点的影响：

随着电感的增加纹波电流会减小，因此输入/输出纹波电压和电容大小也可能减小。但增加的电感增加了变压器侧二次侧绕组数，同时减少了RHP零点。

常识建议不应使用过大的电感，以免影响整个系统的整体闭环性能和尺寸，还有反激式变压器的损耗。

上述图形和公式只有在连续传导模式下的反激式运行才是有效的。